A tranzisztor olyan félvezető eszköz, melynek segítségével villamos jeleket tudunk erősíteni vagy kapcsolni, [12], [15], [16], [17], [31], [32], [33] és [34]. A bipoláris tranzisztorokat jellemzően szilícium vagy germánium alapkristályon hozzák létre. Alkalmazásuk nagyon széleskörű, előfordulnak a jelfeldolgozásban (legyen az folytonos vagy diszkrét), ahol kis teljesítményű vagy jeltranzisztoroknak nevezik őket, ugyanakkor a nagy teljesítményű teljesítményelektronikai áramkörökben is megtalálhatóak, ilyenkor teljesítménytranzisztoroknak nevezzük őket. A bipoláris tranzisztor struktúra a félvezető egykristályon kialakított kettős p-n átmenettel jön létre, a p és n típusú rétegeket a tiszta félvezető megfelelő szennyezésével (adalékolásával) hozzák létre. A rétegsorrend alapján kétféle bipoláris tranzisztor felépítést különböztetünk meg: npn és pnp típusút. Ebben a jegyzetben nem tárgyaljuk részletesen a kis teljesítményű vagy jeltranzisztorok témakörét, amit a vonatkozó szakirodalom részletesen taglal, ehelyett a hangsúlyt inkább a teljesítménytranzisztorok tárgyalására helyezzük a jegyzet jellegéből adódóan. A teljesítményelektronikában szinte kizárólag szilícium alapú npn típusú tranzisztorokat használnak, melyek többnyire kapcsolóüzemben működnek, ezért ezt az üzemmódot fogjuk részletesebben vizsgálni, de ott ahol szükségesnek látjuk a jeltranzisztoroknál megismert ismeretekre is hivatkozunk.
A teljesítménytranzisztor három kivezetéssel rendelkező vezérelhető félvezető elem. Működését két statikus és két dinamikus jelleggörbe segítségével tudjuk jellemezni. A vezérlő vagy bemeneti áramkör a bázis és az emitter között helyezkedik el, míg a kimeneti kör a legtöbb alkalmazás esetében ahol a feldolgozott jelet akarjuk látni, a kollektor és az emitter között helyezkedik el.
Vizsgálhatjuk a bemeneti és a kimeneti statikus jelleggörbéket miután megmutattuk, hogy a bipoláris tranzisztorok alapvető jellemzője, hogy nyitóirányú előfeszítés esetén az IC kollektoráram egy jól meghatározható többszöröse az IB bázisáramnak. Az arányukat a bipoláris tranzisztor egyenáramú erősítési tényezőjének nevezzük:
C B
B I
= I (4.19)
A bemeneti jelleggörbe az IB bázisáram és az UBE bázis-emitter feszültség közötti kapcsolatot írja le.
Mivel a bázis-emitter átmenet egy pn átmenetet jelent és egy félvezető dióda nyitóirányú előfeszítésének felel meg, a jelleggörbe gyakorlatilag megegyezik a félvezető dióda nyitóirányú statikus jelleggörbéjével. A 4.11. ábra az npn típusú tranzisztor bemeneti jelleggörbéjét ábrázolja állandó UCE kollektor-emitter feszültség mellett. Szilícium tranzisztorok esetén a bázis-emitter átmenet UBEA telítődési feszültsége 0,5 és 0,8 V közé esik. Ahhoz hogy egy tranzisztor folytonos
26
jeleket tudjon feldolgozni a bemenetén alkalmazva, előzetesen a bázis-emitter áramkörében egy statikus munkapont beállítását el kell végezni, melyet a 4.11. ábra az A ponttal jelöl, azaz generálni kell egy jól meghatározott IB1 bázisáramot, melyhez egy UBE1 bázis-emitter feszültség tartozik. Az A pontban a bemeneti jelleggörbén meg tudunk határozni egy statikus ellenállást, mely a bázis-emitter körre jellemző RBE:
Az RBE ellenállásnak a munkapont megtervezése szempontjából van jelentősége, a jelfeldolgozás szempontjából a jelentősége kisebb.
4.11. ábra. A bipoláris tranzisztor bemeneti (UBE – IB) jelleggörbéje
A folytonos jeleket feldolgozó elektronikus áramkörökben a folytonos jel változása kicsi kell, hogy legyen, hogy ne változtassa meg a munkaponti beállításokat, azaz csak a munkapont körüli kis változásokat idézzen elő. Ebben az esetben a bemeneti áramkörnek nem lesz sem zárási, sem telítődési hatása, a torzulások elkerülése végett biztosítva azokat a feltételeket, melyeket a linearizálásokkal kapcsolatban teszünk. Tegyük fel, hogy a bemeneti jel legtöbb ΔUBE feszültséggel változik, melynek megfelelően a bemeneti áram is változik, ΔiB értékkel. A bemeneti jelleggörbét lineárisnak feltételezve meghatározhatjuk a bemeneti differenciális ellenállást a következő egyenlettel: bemeneti jelgenerátor számára. Értéke egyértelműen az A pont (4.11. ábra) megváltozásától függ.
A bemeneti jelleggörbét tárgyaló szakasz befejezése előtt két dolgot szeretnénk még kiemelni.
Elsőként felhívjuk a figyelmet arra, hogy állandó bázisáram mellett a bázis-emitter feszültség a hőmérséklet függvényében 2–3 mV/°C-ot változást, ami stabilitási problémákat okozhat az elektronikus áramkörben. Másodsorban azt is jó tudni, hogy állandó bázisáram mellett a kollektor-emitter feszültség változása is befolyásolja a bázis-kollektor-emitter feszültséget.
A νr arány, melyet a (4.22) határoz meg, fordított feszültségerősítési tényezőként jellemezhető és a tranzisztor belső visszahatását írja le. Mivel értéke a 10-4–10-6 nagyságrendbe esik, a legtöbb esetben elhanyagoljuk.
A teljesítményelektronikai áramkörökben, ahol a teljesítménytranzisztor kapcsoló üzemben dolgozik, nem tudunk egy statikus munkapontot meghatározni a bázis-emitter statikus jelleggörbén. A kapcsolóüzemben működő tranzisztor a jelleggörbe két szélső pontjában tartózkodhat, illetve egyikből a másikba gyorsan átmehet: az egyik megengedett tartózkodási pont a jelleggörbe origója, azaz a lezárt állapot nulla bázisárammal, a másik megengedett pont a maximális megengedett bázisáram által definiált (UBEmax, IBmax) pont, amikor telítésben van az eszköz. Az IBmax maximális bázisáramot úgy kell meghatározni, hogy az eszköz ne menjen mély telítődébe, mivel az által romolnának a dinamikus zárási tulajdonságai.
A bipoláris tranzisztorok kimeneti jelleggörbéje, amit általában grafikus formában adnak meg, az IC
kollektoráram értékének alakulását mutatja meg az UCE kollektor-emitter feszültség függvényében.
Mivel a kollektoráram a bázisáramtól is függ, a különböző görbéket az IB paraméter változásai szerint ábrázoljuk. IB = 0 bázisáram esetén a jelleggörbe éppen megegyezik a p-n átmenet záróirányú jelleggörbéjével. Ez a jelleggörbe meghatározza a tranzisztor záróirányú üzemét is. Ahogy a bázisáram állandó értékei növekednek, olyan görbék jelennek meg, ahol a kollektoráram növekedése látható ugyanolyan kollektor-emitter feszültségek mellett. Kvalitatív módon kijelenthetjük, hogy a bázis-emitter körbe injektált áramon keresztül szabályozhatjuk a kollektor-bázis átmenet záróirányú statikus jelleggörbéjét. A legfelső görbén, mely IBmax bázisáramhoz tartozik, a megengedett ICmax
kollektoráramhoz közeli értéket kaphatunk, amit a katalógusok rögzítenek. Látható, hogy egy adott IB
bázisáram esetében az UCE kollektor-emitter feszültség 0 és UCEmax között bármilyen értéket felvehet.
A feszültség maximális értéke nem léphető át működés közben, ellenkező esetben az eszköz átüthet.
Folytonos jelek feldolgozása esetén UCEmax-nál kisebb működési értékeket kell választani a torzítások elkerülése végett is.
Ugyanakkor arra is vigyázni kell ebben az esetben, hogy az UCEértéke ne essen az UCEsattelítődési feszültség közelébe, mert ebben a régióban a statikus jelleggörbe meredeken változik, azaz a kollektoráram jelentősen függ a kollektor-emitter feszültségtől, és a bázisáramnak így a módosításokra csak másodlagos szerep jut. Ebben az esetben mondjuk, hogy az eszköz a telítődési zónába jutott, aminek jeltorzítási hatása lehet a folytonos jelek feldolgozásakor. Következésképpen a tranzisztornak a zárási zóna fölötti kollektoráramokkal és a telítődési zóna feletti kollektor-emitter feszültségekkel kell üzemelnie. Ezt hívjuk a bipoláris tranzisztor kimeneti karakterisztikájának aktív zónájában történő működtetésnek, amit a statikus munkapont figyelmes beállításával tudunk elérni.
4.12. ábra. A bipoláris tranzisztor kimeneti (UCE – IC) jelleggörbéi az IB bázisáram függvényében A statikus munkapontnak megfelelően tudjuk definiálni a kimeneti statikus ellenállás értékét:
28
1 jelentősége a tranzisztoros áramkörök tervezésénél. A bázis-emitter kör állandó árama mellett, ha a kollektor-emitter feszültséget ΔuCE-vel változtatjuk, akkor a kollektoráram is változni fog ΔiC-vel. Ez alapján definiálni tudjuk a kollektor-emitter kör differenciális ellenállását:
C IB álla kollektor-emitter differenciális ellenállása végtelen nagy. Megjegyezzük, hogy a kollektoráram nagy értékeinél a differenciális ellenállás értéke csökken a kimeneti jelleggörbe dőlésszögének enyhe emelkedésének köszönhetően.
A kimeneti jelleggörbe egy másik fontos paraméterét úgy határozhatjuk meg, ha figyelembe vesszük a bázisáram változását IB1-ről IB2-re, állandó kollektor-emitter feszültség mellett. Ilyenkor 4.12. ábra szerint a kollektoráram megváltozik IC1-ről IC2-re. A (4.19) egyenlethez hasonlóan definiálni tudjuk az kis jelű áramerősítési tényezőt: tényezőtől. A statikus jelleggörbékből kiindulva a fent definiált paraméterek ismeretében és a kis jelű modellt véve alapul a (4.26) egyenletek alapján vizsgálni tudjuk közel teljességgel az elektronikus áramkörök egyenáramú működését [103]. Gyakorlatilag az aktív félvezetőelemet helyettesíthetjük egy passzív négypólussal, mely kellőképpen leírja a tranzisztor tulajdonságait, amikor kis jeleket dolgoz fel a polarizációs fázisban beállított munkapont körül.
1
A továbbiakban rátérünk a bipoláris tranzisztor dinamikus jelleggörbéinek vizsgálatára, [12], [15], [24], [29], [31], [32], [33], [34], [35], [36], [37] és [38]. A jelleggörbék alapján sokkal inkább valósághű módon tudjuk leírni a bipoláris teljesítménytranzisztor kommutációs üzemmódját, mint a statikus jelleggörbék alapján. Kvázistacionárius üzemmódban a tranzisztor csak két állapotban lehet: (1) lezárási üzemmódban akkor, amikor a bázisáram 0, a kollektor-emitter feszültség értéke nagy, és a kollektoráram nagyon kicsi, vagy (2) telítési üzemmódban, amikor a báziáram IBmax értéket vesz fel, a kollektor-emitter feszültség UCEsat közeli, és a kollektoráram értéke nagy. A két állapot helyét a kimeneti jelleggörbéken a 4.12. ábra ismerteti. A két működési pontban a veszteségek kicsik, mivel (1)-ben az áram értéke alacsony, míg (2)-ben a kollektor-emitter feszültség értéke kicsi. Ahogy a későbbi fejezetekben látni fogjuk, az (1)-es és a (2)-es működési pontoknak kiemelkedő jelentősége van a teljesítményelektronikai alkalmazásokban. Az aktív zónában történő permanens működés például az (UCE1, IC1) munkapont körül nem lenne lehetséges a túlmelegedés miatt. Azt vegyük észre azonban, hogy az (1)-es és (2)-es munkapontok közötti átjárás az aktív zónán keresztül történik, és
29
mindig veszteségek követik a tranziens szakaszokban. Éppen ezért ezek a tranziens átmenetek nem folyhatnak ellenőrzés nélkül, és messzemenőkig figyelembe kell venni őket a teljesítményelektronikai áramkörök tervezésénél. Megjegyezzük, hogy ebben a fejezetben tárgyalt ismeretek érvényesek a MOSFET és IGBT típusú tranzisztorokra is, így ott nem kerülnek ismételten megemlítésre.
4.13. ábra. Az bipoláris tranzisztor nyitóirányú kommutációjának időbeli lefolyása
Az (1)-es és (2)-es munkapont között zajló kommutációs folyamat nem pillanatszerűen megy végbe, hanem egy úgynevezett kommutációs intervallum alatt. A 4.13. ábra kiemeli a telítődési folyamatot, amikor az (1)-es munkapontból a (2)-es munkapontba kerül az eszköz, összhangban a 4.12. ábra tartalmával. Az eszköz telítődése, azaz a nyitóirányú kommutáció a bázis-emitter áramkörön keresztül vezérelhető egy állandó iB1 bázisáram létrehozásával. A fordított folyamatot, melyet lezárási folyamatnak is nevezhetünk, a 4.14. ábra mutatja be. A lezárási folyamatot is a bázis-emitter kör vezérli a telítést fenntartó áram megszüntetésével. Az eszköz szempontjából előnyös, ha a korábban pozitív iB1 helyett nem közvetlenül 0 bázisáramra váltunk, hanem közbeiktatunk egy rövid ideig tartó negatív iB2 bázisáramot. Ennek az előnyös hatásai azonban csak akkor jutnak érvényre, ha egy megfelelően nagy negatív UBE feszültség segítségével a bázis-emitter p-n átmenetet a Zener letörési tartományba visszük. Ezek a dinamikus kapcsolási folyamatok láthatóak az említett ábrákon, [24] és [35].
30
4.14. ábra. Az bipoláris tranzisztor záróirányú kommutációjának időbeli lefolyása
A nyitóirányú és záróirányú kommutáció is három szakaszra osztható: késleltetés, a tényleges kommutáció és a beállás vagy stabilizáció. A 4.13. ábra és a 4.14. ábra a megfelelő időket is feltünteti:
ti, tc és ts. Egyes könyvek ezeket az időket a kollektor feszültség görbéjén definiálják. A gyakorlatban, hogy miként megy át az eszköz az aktív tartományon a tranziens folyamat alatt, nagymértékben függ az áramkör egyéb elemeitől [24] és a tranzisztor megfelelő működése szempontjából kiemelkedő jelentőségű.
4.15. ábra. A bipoláris teljesítménytranzisztor biztonságos működési tartománya
A tranzisztorok megfelelő működésének feltétele, hogy a munkapontjuk mindig a biztonságos működési tartományon (az angol szaknyelv szerint safe operating area, SOA) belül maradjon, [24], [37] és [38]. A biztonságos működési tartományt a 4.15. ábra ismerteti a tranzisztor kimeneti jelleggörbéire vetítve. A gyártok általában megadják a katalógusadatok között az adott termék biztonságos működési tartományát. Egyes szerzők különbséget tesznek a bázis-emitter kör nyitóirányú polarizációjára érvényes biztonságos működési tartomány (FBSOA: forward bias safe operating area) és a bázis-emitter kör záróirányú polarizációjára érvényes biztonságos működési tartomány között (RBSOA: reverse bias safe operating area). Ez utóbbi definíció pontosabb, hisz figyelembe veszi külön-külön a nyitó- és záróirányú kommutációt.
31
4.16. ábra. Npn-típusú bipoláris tranzisztor földelt emitteres kapcsolása
Tételezzük fel, hogy egy npn típusú tranzisztor közös emitteres kapcsolásban van, amit a 4.16. ábra szemléltet. A terhelés a kollektor körben van. Tehát az eddig látott jelfeldolgozó elektronikus áramkörökhöz képest az iRC - a terhelő áram, és az iki a kimenő áram nulla. Ezen különösen egyszerű áramkör választása a kommutációs folyamat bemutatására nem korlátozza a probléma vizsgálatát, hisz a fizikai jelenségek ugyanazok egy összetettebb teljesítményelektronikai áramkörben is, például egy többfázisú konverter egyik hídja. A vizsgálódásunk első részében feltételezzük, hogy a kollektorkörben lévő terhelés rezisztív jellegű. Ebben az esetben a tranzisztor munkapontja az úgynevezett terhelő egyenesen mozog a nyitóirányú és záróirányú kommutáció során egyaránt (4.17.
ábra), és nem áll fenn a biztonságos működési terület elhagyásának veszélye.
4.17. ábra. A teljesítménytranzisztor kommutációs folyamata olyan áramkörben, ami csak rezisztív jellegű terhelést tartalmaz
A veszteségek minimálisak, mert a kommutációt a tranzisztor ellenőrzi, az ellenállás értéke csak (2) kvázistacionárius pont beállítását végzi (4.12. ábra). A terhelésen eső feszültség és a terhelőáram ez esetben fázisban vannak egymással.
Most tételezzük fel, hogy a kollektorköri terhelés induktív vagy rezisztív és induktív jellegű (4.18.
ábra). Ebben az esetben az áram késik a feszültséghez képest, ami a nyitóirányú kommutációnál előnyös lehet. A terhelés felveszi a feszültséget, ami gyorsan csökken a tranzisztor kollektor-emitter kapcsain és az áram a félvezetőben lassan növekedni kezd. A nyitóirányú kommutációnál nagyobb teljesítményveszteségek jelentkeznek a rezisztív jellegű terheléshez képest, de nem áll fenn a biztonságos működési tartomány elhagyásának veszélye. A záróirányú kommutációnál a folyamatok sokkal bonyolultabbak lesznek. Mivel a tranzisztor meg akarja szakítani (ellenőrzött módon) a terhelés áramát, a tekercs kapcsain egy nagy negatív feszültség indukálódik, mely képes a tranzisztort
32
kivinni a biztonságos működési tartományból a másodlagos átütés határára, vagy a lavina feszültség vagy a megengedett csúcsteljesítmény határára.
4.18. ábra. A teljesítménytranzisztor kommutációs folyamata induktív és rezisztív jellegű terhelést tartalmazó áramkörben
A kollektorkörben nagy teljesítményveszteségek mellett a tranzisztor meghibásodhat az átütési jelenség következtében fellépő ellenőrizhetetlen kollektoráram-növekedés miatt. Ennek a jelenségnek a kivédése érdekében védőáramköröket kell alkalmazni, melyek fenntartják a tekercs áramát, amikor a tranzisztor lezár. A legegyszerűbb ilyen áramkör a rezisztív induktív terheléssel párhuzamosan, záróirányban kötött dióda, [24] és [39]. Hasonlóképpen a kollektor-emitter körrel párhuzamosan kötött kondenzátorok is használatosak. A félvezető eszközök védelmével a későbbi fejezetekben még foglalkozni fogunk.
4.19. ábra. A teljesítménytranzisztor kommutációs folyamata kapacitív és rezisztív jellegű terhelést tartalmazó áramkörben
Fontos megjegyezni, hogy a teljesítményelektronikai áramkörökben a szándékoltan elhelyezett induktivitások mellett a vezetékek okozta parazita induktivitásokat is figyelembe kell venni, értéküket minimálisra kell csökkenteni a tervezés során.
A kapacitív jellegű terhelést tartalmazó áramkörökben a fizikai jelenségek igencsak összetettek.
Ebben az esetben a terhelés árama „siet” a feszültséghez képest. Tételezzük fel, hogy a 4.16. ábra kollektor ellenállását egy kondenzátorral, valamint egy, a kondenzátorral sorosan kapcsolt kis értékű ellenállással és egy, a kondenzátorral párhuzamosan kapcsolt nagy értékű ellenállással helyettesítjük.
33
A teljesítménytranzisztor telítésbe vezérlésekor az áram a kondenzátoron és a tranzisztoron keresztül hirtelen igen nagy értékre nő. A kollektor-emitter feszültség csak lassan csökken, mivel a kondenzátor csak lassan töltődik fel, azaz a rajta eső feszültség nem tud ugrásszerűen megváltozni. A kollektor-emitter feszültség és a kondenzátoron eső feszültség összege állandó, és egyenlő a +UT pozitív tápfeszültséggel. Egyfelől a nyitóirányú kommutáció során a veszteségek igen magasak lesznek, másfelől viszont, ha a kondenzátorral sorba kapcsolt kis értékű ellenállás értéke túlzottan kicsi, akkor a munkapont kiléphet a biztonságos működési tartományból, és az áram értéke meghaladhatja a legnagyobb megengedett értéket, aminek következtében a tranzisztor tönkre mehet. E nem kívánatos jelenség elkerülése – elméletileg – a kollektorkörben sorosan kapcsolt tekerccsel érhető el, de ez a módszer túlfeszültség kialakulásához vezethet az előzőekben az induktív terhelésnél leírtaknak megfelelően.
A záróirányú kommutáció esetében a jelenségek egyszerűbbek és az félvezető eszköz igénybevétele is minimális. Záróirányú vezérlés alkalmazásakor a kollektoráram gyorsan csökken 0-ra és a kollektor-emitter feszültség a tranzisztoron nem változik jelentősen, mivel a kondenzátor lassan sül ki a vele párhuzamosan kötött nagy értékű ellenálláson keresztül.
Összegezve az eddigieket megállapíthatjuk, hogy kapacitív jellegű terhelés esetén a teljesítménytranzisztorok védelme érdekében a telítődésbe vezérlés során fellépő túláramokkal szemben megfelelő védőáramköröket kell alkalmazni. A teljesítményelektronikai áramkörökben a tényleges áramköri elemként beépített kondenzátorok mellett figyelembe kell venni a parazita kapacitásokat is a tervezés során, közülük a félvezetőkre vonatkozó értékeket a gyártók megadják katalógusadatként a félvezető kapcsolóelemek helyettesítő modelljeiben.
Sajnálatos módon a teljesítménytranzisztorok kapcsolási sebessége csak kismértékben szabályozható a bázis-emitter körben alkalmazott vezérlőjelek segítségével.